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摘要：为改善机车司机的工作环境及节能，铁路部门目前正在大力推广机车变频空调。由于机车供电电压为DC110V，不能满足机车空调的要求，所以首先要通过DC／DC变换，将电压升高到300V，然后通过逆变变成满足空调要求的交流电压。主要讨论了用于机车空调的DC/DC变换器的设计与实现，并给出了实验结果。

    关键词：机车空调；Boost变换器；逆变器DC/DC

1 概述

机车常年运行于铁路线上，为了改善机车司机的工作环境，铁路部门正逐步在机车上配备空调系统。早期安装的一般都是三相定频空调系统。内燃机车上的电源是由一台三相380V发电机产生的，由于容量的限制和空调器频繁起停的冲击，严重影响了发电机其它负载的正常工作。为此铁路部门规定安装空调器必须解决冲击问题，实现软起动。目前大多数厂家采用通用变频器进行软起动，虽然解决了冲击的问题，但采用通用变频器仅仅为实现空调的软起动显然非常“浪费”，而通用变频器又不能满足变频空调的特殊要求，所以开发机车空调专用变频调速系统非常有意义，既可实现软起动，又可通过变频空调实现温度调节，达到节能的目的。

    目前，变频压缩机一般由三相200V左右异步电动机拖动，工作频率范围是0～120Hz。对此适用的逆变器通常是DC300V的电压级别。内燃机车上的一台直流发电机能够提供DC110V的电源，因此必须使用升压装置，使DC110V电压经升压变换为DC300V，然后再经逆变器变换成满足要求的交流电压。机车变频空调控制器的基本结构如图1所示。

本文主要讨论机车空调用DC/DC变换器的设计与实现。首先选择了易于实现的变换器结构，然后设计电路，最后给出了满足设计要求的实验结果。

2 DC/DC变换器主电路结构选择及设计

2.1 主电路结构选择

对于DC/DC升压变换器，可以采用的结构形式很多。通常在1kW以上选用带变压器隔离的全桥DC/DC变换电路，但这种变换电路需要4个功率开关器件，使得系统结构复杂，同时在电路设计中必须考虑克服隔离变压器的直流偏磁问题，这无疑增加了控制的难度。由于机车变频空调控制器的恶劣工作环境，希望电路结构尽可能简单，通过分析和试验，认为采用Boost拓扑结构是一种较好的实现方案。该结构只需要一只开关器件和一只升压用二极管以及升压电感，其控制电路也比较简单。当然该结构在功率较大时要求开关管的容量较大[1]，这是一般大功率DC/DC变换器不选择这种拓扑结构的原因。考虑到本系统的实际情况以及目前器件的水平，选用Boost拓扑结构还是可行的，其原理如图2所示。

    机车空调的功率为5kW。根据机车空调的要求，DC/DC变换电路需要将DC110V变换成为DC300V。变换器主电路为典型的Boost结构，控制电路由通用PWM控制芯片SG3524实现。控制电路输出的PWM信号经HCPL316J隔离放大去驱动IGBT。HCPL316J是IGBT专用驱动电路，通过检测IGBT的饱和压降实现过流保护。与一般带过流保护的IGBT专用驱动电路相比，具有电路结构简单、价格便宜的优点。Boost电路在电流连续及断续情况下电感中电流及IGBT两端电压波形如图3所示。

2.2 主电路参数计算

2.2.1 工作频率的选择

通常小功率开关电源工作频率高达几十kHz甚至几百kHz。但在本电路中，由于功率较大，导通时开关管中流过的电流很大，开关损耗非常大，所以开关管不宜工作在很高的频率。考虑实际情况，选择开关频率为15kHz。

2.2.2 电感量的计算

已知压缩机负载功率为5kW，Boost电路的输出电压Vo=300V，这样Boost变换器的等效负载电阻RL=18Ω，等效输出负载电流Io=17A。

    在大功率场合，一般希望工作在电感电流连续状态。由图3（a），根据电感两端电压在一周期内伏秒平衡的原则，可得

Viton－(Vo－Vi)(T－ton)=0    （1）

由式（1）可得

Vo/Vi=1/(1-D)    （2）

电感中电流纹波为

ΔI=（Vi/L）ton=(Vi/L)DT    （3）

忽略变换器损耗，变换器输入功率等于输出功率，即

ViIL(AV)=VoIo    （4）

式中：IL(AV)为电感电流的平均值。

由式（4）得

IL(AV)=(Vo/Vi)Io=(1/I-D)Io    （5）

为保证电流连续，电感电流应满足式（6）。

IL(AV)≥ΔI/2    （6）

考虑到式（3）及式（6），可得到满足电流连续情况下的电感值为

应在所有占空比情况下满足式(7)，同时考虑在10％额定负载以上电流连续的情况。10％负载相当于RL=180Ω，当D=时得到满足电流连续时的电感值为

=0.89mH，实际电路中取L=1.1mH。

2.2.3 输出滤波电容容量的计算

为满足输出纹波电压相对值的要求,滤波电容由式（8）决定[1]。

C≥(VoDT/ΔVoRL)   (8)

根据设计要求，在输入电压为55V时，输出电压仍应为300V。这样，最大占空比Dmax===0.82，考虑在最大占空比及满载情况，并取电压纹波系数为2％，开关频率15kHz，负载电阻为18Ω，可求得C=160μF，实际电路中取C=220μF。

2.2.4 功率开关器件IGBT的选择

IGBT中流过的电流峰值即为流过电感电流的峰值，即

IS(M)=IL(M)=IL(AV)＋1/2ΔIL    （9）

式中：IL（M）及IS（M）分别为电感电流峰值及流过

IGBT电流峰值。

将式（3）代入式（9），在满负载情况下，可得

IS(M)=150A，再考虑二倍的安全裕量；在开关管关断时其两端电压为输入电压，即300V，同样也考虑二倍的安全裕量，于是选择600V/300A的IGBT。

3 PWM控制及IGBT驱动电路

3.1 PWM控制电路[2]

PWM控制采用SG3524控制器，其原理框图如图4所示。

直流电源Vs从脚15送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋5V基准电压，再送到内部及外部其他电路作为电源。脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT，这样在脚7产生锯齿波。选择不同的CT与RT，即可产生不同的振荡频率。振荡器的输出分为两路：一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式（脚7）送至比较器的同相端。比较器的反向端连向误差放大器。误差放大器实际是差分放大器，其一个输入端与经过分压的输出电压相连，起到反馈作用。VREF通过电阻分压作为给定信号连接该放大器的另一端，脚9是补偿端。误差放大器的输出与锯齿波相比较，比较器的输出为随误差放大器输出电压大小而改变宽度的脉冲信号，再将该脉冲信号送到或非门的输入端，或非门的另两个输入端分别为触发器及振荡器的输出信号，最后送出两路互差180°的脉冲波。SG3524具有外部关断功能，当外部故障时，通过脚10封锁SG3524的PWM输出，起到保护作用。

图5

   

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