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| 基于DSP控制的PFC变换器的新颖采样算法 | |||||
收集整理：佚名 来源：本站整理 时间：2009-01-10 23:54:05 点击数：[]  |
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由式（8）及式（9）可知，一旦确定τosc和τsam后，D1T和D2T的值也就确定了。此时，就可以在控制器中应用Z域的稳定性分析。 经计算可得最大开关频率为 fs=1/(D2T+τsam) （10） 本周期时间脉冲宽度DT是利用上一周期所获得采样值经计算得到的，再根据DT是否大于τosc＋τsam来确定采样时间是否合适。如果DT>τosc＋τsam，如图3（a）所示，D1T便是合适的采样点；如果DT<τosc＋τsam，则iL(D2T)被采样，但不能直接用iL(D2T)来计算脉宽，因为，在iL（D1T）和iL（D2T）之间存在着一定的误差(此误差可通过电流补偿环路中的积分算法来消除)。因此，必须先从iL(D2T)中求出iL(D1T)的值。这又需要考虑两种情况，分别如图3（b）和（c）所示。 1）DT<D1T=τosc 在此条件下，两个采样点D1T和D2T都位于开关周期的截止时间段，如图3（b）所示。这两个点的采样误差为 ΔiL1=iL(D1T)－iL(D2T) =[(Vout-Vin]/L(D2-D1)T （11） 2）D1T<DTD1T＋τsam iL(DT)－iL(D1T)=Vin/L(D－D1)T （12） iL(DT)－iL(D2T)=[Vin]/L(D2－D)T （13） 由式（12）及式（13）又可以得到 ΔiL2=iL(D1T)－iL(D2T) =Vout/L(D2-D)T-Vin/L(D2－D1)T （14） 图4给出了上述转换过程的流程。通过该流程得到的值与通过SSOP方法所得到的值相等，并且它的采样数据不再受开关噪声的影响。 将此算法运用到一台2kW的PFC变换器中，为了提高效率并减少噪声，选择开关频率为33kHz，采用DSPTMS320F240作为控制芯片，其最大采样保持时间τsam约为1μs。开关转换后的每一个振荡周期τosc约为6μs。再根据式（8）及式（9），采样点D1T和D2T分别选在6μs和13μs处，输入和输出电压分别为交流220～240V和直流400V。 图5所示为在3种不同采样模式下的感应电流波形。图6为输入电压和输入电流波形图。经测量，输入电流的总谐波失真为6.4％，功率因数为0.98。 本文提出了一种DSP控制的PFC的新颖的采样算法，它节省了大量的系统资源，这些节省的系统资源又可以用来控制DC/DC或DC/AC变换器。该方案使整个系统仅用一片DSP芯片来控制，从而大大降低了硬件的成本。本文的方法和结论对于分析、设计和调试所有含开关的数字采样电路均有实用参考价值。 | |||||
| 提供人：佚名 | |
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