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| 新型EPWM斩波器式交流稳压电源的原理分析 | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
收集整理：佚名 来源：本站整理 时间：2009-01-10 22:39:02 点击数：[]  |
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[本篇论文由上帝论文网为您收集整理，上帝论文网http://paper.5var.com将为您整理更多优秀的免费论文，谢谢您的支持] 关键词：等脉宽调制；斩波器；交流稳压电源 引言 随着高新技术的发展，越来越多的高精密负载对输入电源，特别是对交流输入电源的稳压精度要求越来越高。但是，由于电力供求矛盾的存在，市电电网电压的波动较大，不能满足高精密负载的要求，需要在市电电网与负载之间增设一台高稳压精度的宽稳压范围的交流稳压电源。 交流稳压电源形式有很多种，目前应用较多的三相柱式交流稳压器，由于用的是机械传动和碳刷触点进行调节，因而存在工作寿命短、可靠性差、动态响应慢等缺点。正在被一种无触点多补偿变压器式交流稳压电源所取代。 EPWM斩波式交流稳压电源的简化原理电路如图1所示。它是由主电路和控制电路两部分组成的。主电路是由EPWM桥式斩波器V1～V4及其输出变压器Tr、直流整流电源VD1～VD4和输出交流滤波器LF、CF组成。桥式斩波器通过其输出变压器Tr的次级串联在市电电源与负载之间，以便对市电电压的波动进行正、负补偿。桥式斩波器输出电压中的谐波，由滤波器LFCF来滤除。桥式斩波器所需的直流电源，由取自稳压电源输出端的市电电源，通过整流器VD1～VD4来供给。这里应该指出的是，EPWM桥式斩波器V1～V4并不是工作在逆变器状态，而是工作在桥式斩波器状态。这是由它的EPWM工作方式、直流电源电压波形和直流电容Cd值的大小及其功能来区分的。如图2所示，桥式斩波器的直流电压，不是通过电容Cd把整流电压滤波成恒定的平滑直流电压，而是仍然为单相桥式整流电压的波形。直流电容Cd不再具有直流滤波功能，而只是为了创造一个续流通路而设置的。对于感性负载，在一个斩波开关周期内续流的能量是很小的（由于斩波频率较高），所以Cd的值也很小，Cd的充放电速度很快，不会影响整流电压的上升或下降速度，使Cd上的电压与不滤波的整流电压波形相同。也就是说，由于电容Cd的值很小，它只允许续流电流通过，不再具有直流滤波功能，因此对整流波形不产生影响。这就说明桥式斩波器是工作在EPWM斩波状态，而不是工作在逆变状态。斩波式交流稳压电源的控制电路，是由市电输入电压整流检测电路、比较电路、EPWM电路和桥式斩波器开关V1～V4工作状态的切换和触发电路组成。在市电电压整流检测电路中，加入对滤波电感LF上的电压检测，是为了减小滤波电感LF的电抗对稳压精度的影响。 EPWM斩波器式交流稳压电源工作原理如图1所示。当市电电压波动时，通过对市电输入电压us及滤波电感LF上电压的整流检测电路，得到电压信号US.L，将US,L与基准参考电压Ur进行比较，得到误差电压ΔU。当US,L>Ur时（市电电压上波动）得动＋ΔU，＋ΔU使EPWM调制器中的比较器U2不能工作，只能使比较器U1工作，＋ΔU通过与三角波uc在U1中进行比较，在＋ΔU大于三角波的部分产生出EPWM脉冲信号，此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管V1～V4进行控制，在其输出变压器Tr次级产生负补偿电压－uco，使负载电压UL=US－Uco=Ur；当US,L<Ur时（市电电压下波动）得到－ΔU，－ΔU使EPWM调制器中的比较器U1不能工作，只能使比较器U2工作，－ΔU通过反相器与三角波uc在U2中进行比较，在ΔU大于三角波部分产生出EPWM脉冲信号，此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管V1～V4进行控制，在其输出变压器Tr次级产生正补偿电压＋uco，使负载电压UL=US＋Uco=Ur。 采用图2所示主电路对市电电压波动进行补偿的关键有两点：一是EPWM；二是电容Cd的值要小到不影响整流电压ucd的变化，即使Cd小到不再具有直流滤波功能。 2 EPWM调制及正弦斩波电压的生成 图1所示交流稳压电路的EPWM，与正弦斩波电压的生成如图3所示。其中图3(a)为整流器VD1～VD4的交流输入电压波形，图3(b)为直流电容Cd上的电压波形，图3(c)为EPWM，图3(d)为EPWM产生的桥式斩波器中开关管V1～V4的触发脉冲波形，图3(e)即为EPWM正弦斩波电压波形，图3(f)为Tr初级补偿电压波形。 EPWM是由P.D.Parkh，S.R.Paradla于1983年首先提出来的。其原理是采用用直流形式表示的误差电压ΔU与三角波电压uc进行比较如图3(c)所示，在直流误差电压ΔU大于三角波电压的部分产生出等脉宽调制脉冲，如图3(d)所示。 用图3(d)的等脉宽调制脉冲去触发桥式斩波器中相应的开关管V1～V4，就可以在桥式斩波器的两桥臂中点a和b之间产生出EPWM正弦斩波电压波形，如图3(e)所示。经过滤波器LFCF滤波后，就可以在变压器Tr初级得到正弦补偿电压uab1，如图3(f)所示。uab1在Tr次级产生补偿电压uco。当对市电电压进行正补偿时，补偿电压uco与市电电压相位相同；当对市电电压进行负补偿时，补偿电压uco与市电电压相位相反。图3是针对正补偿情况画出来的，对负补偿也可以画出相应的波形图。 对于图3(e)所示的EPWM正弦斩波电压波形，为了使此波形具有半波奇对称，和四分之一波偶对称，以消除其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶次谐波，使载波比N=fc/f=4k，即三角波频率fc为市电频率f的4整数倍。调制比M=Δt/TΔ=ΔU/Ucm，Δt为脉冲宽度，TΔ=1/fc为三角波周期、Ucm为三角波幅值，如图3（e）所示。可知，M=Δt/TΔ就是EPWM正弦斩波电压波形的占空比D，即M=Δt/TΔ=D。 载波三角波的方程式为
当调制电平为ΔU时，可求出触发脉冲起始点ti和终止点ti＋1的方程式。
则脉冲宽度为
式中：TΔ=2π/N。 各触发脉冲的起始角和终止角的数值为
…… 由图3(e)可以看出，EPWM正弦斩波电压波形是镜对称和原点对称，因此，在它的傅里叶级数中将不包含余弦项和正弦项中的偶次谐波，只包含正弦项中的奇次谐波，即
对于基波，n=1。由于被EPWM斩波的波形是正弦波，即f(ωt)=Umsinωt，所以 对于谐波，则
所以EPWM正弦斩波电压的傅里叶级数表示式为
考虑到Tr的变比ξ:1，补偿电压uco表示式为
用LFCF滤除高次谐波后得到补偿电压为
由式（8）中的谐波幅值(Um/kπ)sinkDπ可以算出，当载波三角波频率fc=10kHz，N=200，D=0.1～0.9时，基波与各次谐波的幅值如表1所列。基波和各次谐波与调制比亦即占空比D的关系曲线如图4所示。可知EPWM正弦斩波电压的谐波频率与载波比N成正比，N越大谐波频率越高，所需的滤波器LFCF的参数值也越小。所以，根据表1及图4可以计算LF及CF的值。 表1 基波与各次谐波的幅值（fc=10kHz，N=200）
图4 当市电电压us波动时，将会引起负载电压uL的波动。为了保持uL稳定不变，必须用补偿电压uco对市电电压的波动进行补偿。当Us>Ur时须进行负补偿，使Us－Uco=UL=Ur；当Us<Ur时须进行正补偿，使Us＋Uco=UL=Ur，所以 UL=US±Uco=Ur （11） 正补偿时取正号，负补偿时取负号。 假定补偿变压器Tr的变比为ξ：1，桥式斩波器的输出电压基波为uab1=DUmsinωt 则 Uco=(Uab1/ξ) （12） 将式（12）代入式（11）得 UL=US±(1/ξ)Uab1 （13） 桥式斩波器的基波输出电压 Uab1=DUL （14） 将式（14）代入式（13）得 UL=US±(D/ξ)UL （15） 或ULUL+(D/ξ)UL=US，UL(1+D/ξ)=US UL=(Us)/(1+D/ξ) （16） 正补偿时取正号，负补偿时取负号。当占空比D=1时，最大正、负补偿电压由式（12）得 Uco,max=(UL/ξ)（因为此时Uab1=DUL=UL）。 当市电电压的波动范围为±15％时，最大补偿电压 Uco,max=0.15UL=(UL/ξ) （17） 由于补偿变压器Tr初次级匝比为 ξ=1/0.15=6.667 （18） 而补偿变压器次级电流，即市电输入电流 Is=P/Us （19） 式中：P为市电输入功率。 补偿变压器初级电流，即桥式斩波器输出电流 Ich=Is/ξ （20） 即桥式斩波器的斩波开关管的额定电流，只有市电输入电流IS的1/ξ。因而补偿功率 Pco=Uab1Ich=DUL(Is/ξ)=(DPUL)/ξUs （21） 当US=UL时，D=0，补偿功率Pco,min=0；当Us,min=(1－0.15)UL=0.85UL时，D=1，则补偿功率Pco,max=
可以根据Pco,max来选择补偿变压器Tr的容量。 4 单相EPWM斩波器式交流稳压电源 单相EPWM斩波器式交流稳压电源的原理电路如图5所示，此电路只是为了说明原理而采用的。它由5个部分组成，即主电路，市电电压检测电路，正、负补偿控制电路，三角波发生器电路和正、负补偿切换触发电路。主电路的组成与工作原理前面已经作过了介绍，下面仅对其余4个部分作一简单说明。 4.1 市电电压检测电路 市电电压的检测电路，由两个相同的变压器Tr2、Tr3及二极管VD9～VD12，Cd2组成。市电电压检测的采样点取法，对稳压精度影响很大。如果采样点取自输入端，检测市电输入电压，对补偿电压的稳定性是有利的，但不能补偿因变压器Tr1次级漏抗及滤波电感LF电抗引起的电压降，补偿精度差；如果采样点取自输出端，检测输出负载电压，这样可以对Tr1次级漏抗及LF电抗引起的电压降进行补偿，但补偿后由于UL=Ur就不能继续保持Tr1次级补偿电压uco的存在，出现补偿不稳定现象；如果像多个补偿变压器无触点补偿式交流稳压电源那样，采样点取自输入端与输出端，对市电输入电压与负载电压同时检测，然后将它们相加并除以2，即(Us+UL)/2，当IS≠0时，如果令Tr1次级漏抗XT与LF电抗XL之和XT＋XL=X，则US－XIS=UL，所以(Us+UL)/2=(Us+Us+XIs)/2=US－(XIs)/2。由此可知这种检测法虽然可以对因X而造成的电压降进行补偿，也不会出现补偿不稳定现象，但只能补偿一半的XIS，还有一半XIS不能进行补偿。比较好的检测法是采样点取自输入端，检测市电输入电压US及检测X上的电压降XIS，用US－XIS作为检测到的电压。这样，既能保证补偿电压的稳定性，也能使补偿的精度提高。图5所示的单相稳压电路，就是采用了这种电压检测电路。 Tags： |
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| 提供人：佚名 | |
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