式中：Ts为开关周期。

由式（11）可以看出，在带轻载的条件下，式（3）

所表示的Ch上的电流产生如下变化。

    从式（12）可以看出，环路电流对吸持电容的充放电随着负载电流的降低而降低，也就是说电流环可根据负载的情况自动进行调整。

2 电路设计

2.1 超前臂的ZVS条件

为了实现超前臂的ZVS，开关电压应当在死区时间内下降到零，即：

tdead>tm4＋tm5    （13）

式中：

从式（15）可以看出，保证开关管实现ZVS的最小电流可由式（16）得到。

不同的吸持电容Ch数值与最大电压值VH所对应的ZVS范围如图4所示。开关管超前臂的关断损耗可通过给IGBT增加外接缓冲电容来减小。从图4还可以看出大电容Ceq对ZVS范围的限制。因此，Ceq的选择应综合考虑ZVS范围和超前臂的开关关断损耗。

2.2 滞后臂的ZCS条件

吸持电容的归一化值如式（17）所示。

图5所示为吸持电容不同归一化值所对应的原边电流的复位情况。为了实现滞后臂的ZCS，Ch的能量应该足够大，从而通过Lr使原边电流复位，且原边电流应当在滞后臂关断之前减小到零。从式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）。

从式（18）和图5可以看出，为了确保ZCS，应当增加Ch或VH的值。但是，VH的最大值不能高于输入电压反射到次级的电压Vs/n；同样，大电容Ch增大了环路电流，而环路电流又通过Ch间接加到了负载。综合考虑，软开关在变换器功耗方面的效果不仅与开关损耗的减小有关，还与由软开关引起的附加导通损耗有关。为了获得预期的效率，要求在设计时Ch的值取得越小越好，从而使附加导通损耗最小化。

2.3 输出耦合电感

为了保证辅助电路二极管Dc的软变换，输出耦合电感的漏感Llks应当满足式（19）。

式中：Dmin为最小占空比。

给Ch充电的谐振电流也耦合到了输出电感电流中，从而增加了输出电容的电流纹波。因此，Llks应当在满足式（19）的条件下尽量取大，以减小谐波电流的有效值。

3 实验结果

为了验证ZVZCSPWM全桥变换器的工作原理和性能，在实验室完成了一台80V/50A，80kHz的样机，其电路如图6所示，参数如下：

输入直流电压Vs=630（1±10％）V；

图3

    输出直流电压Vo=80V；

变压器原副边匝比N1∶N2=5.33，变压器原边漏感Lr=9μH；

    输出滤波电容Co=10000μF(电解电容)；

输出滤波电感Lf=20μH，N3∶N4=1.12，漏感Llks=1.8μH；

    开关管S1～S4(IGBT)IRGPH50KK2(1200V，30A)；

输出整流二极管Dc，Dd，Df，DrecC60P40FE(400V，60A)；C1=C3=1nF；Ch=0.47μF(电解电容)；R=30Ω，C=2.2nF，C′=6.6nF；

开关频率f=80kHz。

    图7给出了实验波形。从图7（a）可以看出，在谐振周期内，原边电流减小到零，从而消除了原边的拖尾电流。从图7（c）可以看出，通过S4的电流在驱动脉冲下降为零之前已经减小到零，从而S4实现零电流关断。从图7（d）可以看出，在死区时间内，S1的电压减小到零，从而S1实现零电压导通。从图7（e）和（f）可以看出，在一个谐振周期内，Ch在满载时完全放电，而在轻载时却没有完全放电，使得环路电流根据负载条件变化作适应性调整。

图8给出了根据原理样机得到的效率曲线。满载时效率最高，达到94％。

图7

4 结语

本文提出了一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器，并具体分析了它的工作原理、电路设计及性能。最后通过一台4kW的原理样机的试验结果，证明了该变换器具有以下主要优点：

——所采用的辅助电路无有源开关；

——次级整流二极管具有与传统的全桥PWM变换器相同的电压应力值；

    ——对吸持电容充放电的环路电流可根据负载的变化进行自适应调整；

——辅助电路二极管Dc实现了软变换；

——能够使变换器在开关频率为80kHz且满载时效率高达94％。