上面介绍的是子波形循环左移的方法，也可以将子波形循环右移，道理是一样的。

4 实例与仿真

4.1 子波形的设计与仿真

本设计所应用的测距系统的基带码速率为2MHz，系统时钟频率为20MHz，因此在2MHz基带码的相邻比特间内插20/2-1=9个“0”，然后通过（5×20）/2=50阶（C选为5）的FIR滤波器就可实现成型滤波。5个基带码可排列成32种组合，图4是其中的一种基带码组合——11011的成型滤波的仿真结果。图中显示了该组合插零后与成型滤波器的冲激响应进行卷积的过程。可以看出，卷积的中间10点数据波形正好是插零前5个基带码中间的信号0经滤波器平滑后的波形。这10点数据波形存在11011为基地址的ROM中。

4．2 成型滤波器组的设计

由于时钟周期为50ns，当要求最小调整步长不大于10ns时，在MATLAB中将FIR滤波器的冲激响应以时钟周期的1/5循环左移，再与插零后的基带码进行卷积，就可以得到以时钟周期的1/5循环左移0，1，2，3，4次后形成的五个子波形。图5是组合为11011的基带码经上述方式产生的五个子波形的图。

图5

    从图5中中央的两条虚线可以看出，经五次移位后的第五个子波形的0码与原来的子波形的0码相比，延时为4/5个时钟周期。这样就将调整发送时刻的步长减小到时钟周期的1/5，大幅度提高了测距精度。

假设估计出的测距误差是72ns，如果不采用成型滤波器的方法，调整步长为50ns，调整一个时钟后，会产生72-50=22ns的调整精度误差。而采用成型滤波器后，调整的步长缩小为10ns，在发送时将第三个数据波形送到D/A转换器转换成模拟波形，再将模拟波形送出就可调整精度的误差降低到72-50-2×10=2ns。图6是采用成型滤波器组前后调整精度的误差对比图（假设测距误差估计服从高斯分布，均值为25ns，标准差为25ns）。

经图中的数据计算得出：在不采用成型滤波器组的情况下，发送调整误差的标准差为18.17ns。采用成型滤波器组后，发送调整误差的标准为4.42ns，是不采用成型滤波器组时的4.42ns/18.7ns=24.33%。

    成型滤波器组占用ROM的数量是则发送时刻调整的精度、成型滤波器的阶数、波形的数值量化的比特数、每个基带码的时钟采样点个数因素决定的。对上面的例子而言，每五个基带码组合要生成10个8比特的波形数据，因此所存储的地址长度为4比特，存储单位是字节。五个基带码共有32种组合，所以一个子波形的地址长度为4+5=9位。在调整步长是时钟的1/5的要求下，要另加为4+5=9位。在调整步长是时钟的1/5的要求下，要另加3比特基地址来存储五个子波形。所以整个成型滤波器组总共消耗的ROM的数量为2（4+5+3）×8=32768比特。

除采用数字电路方式外，许多系统还用模拟电路的方式调整发送时刻：将基带码通过模拟触发电路发送，而测距误差通过模拟发电路控制基带码的发送时刻。这种方式在理论上调整发送时刻的步长更小，但与数字电路相比，易爱到温度、噪声等多种因素的影响，可靠性差得多。而本文提出的方法是用数字的方式实现的，稳定性和可靠性均有无可比拟的优越性。

本文设计的成型滤波器充分地利用了硬件中所剩的ROM资源，占用了很少的逻辑单元。用该成型滤波器构成的成型滤波器组，可将基带码发送时刻的高速步长减小到时钟周期的几分之一，甚至十几分之一，因此大幅度提高了发送时刻的调整精度。本文的设计已被应用于某个测距系统中，取得了很好的效果。该设计还可应用于其它许多测距系统中，如定位系统、二次雷达等，因此有较高的实用价值。